硬件电路设计

金属外壳屏蔽EMI有讲究

Fri, 20 Nov 2020 12:06:58 +0800

摘要
1、屏蔽的商业必要性；
2、屏蔽的概念；
3、电路之间、屏蔽之间更大（的间距）、矩形（或不规则）的屏蔽外形更好，以避免共振；
4、趋肤效应（很难挡住低频）
5、孔隙（很难挡住高频）
6、低频（磁场）屏蔽
7、截至波导
8、导体垫圈（用于填缝）
9、可视组件的屏蔽（如显示皮、指示灯、键盘）
10、通风（散热）孔的屏蔽
11、用喷漆或电镀的塑料来屏蔽
12、非金属屏蔽
13、屏蔽室的安装
14、板级电磁屏蔽

1、屏蔽的商业必要性
笔者提出的一个重要概念：
一个项目在计划阶段就要考虑屏蔽问题，这样花费在屏蔽措施上的成本才会最低。
若等到问题暴露出来再去查漏补缺，往往需要付出相当大的代价。
屏蔽措施往往带来费用和仪器重量的增加，若能以其他EMC方式加以解决，就尽量减少屏蔽。（言下之意屏蔽是最后一招）
对于PCB应注意以下两点：
1、使导线及元器件尽量靠近一块大的金属板（这个金属板不是指屏蔽体）
2、使电气部件及线路尽量靠近地层（减少层间信号的电磁干扰、地层可以吸收部分干扰）这样，即使是需要加屏蔽，也可以降低对屏蔽效能（SE shiedling effectiveness）的需求。

2、屏蔽的概念
屏蔽相当于一个滤波器，放置于电磁波的传播路径上，对其中的一部分频段形成高阻抗。阻抗比越大，屏蔽效能越好。
对于一般金属，0.5mm的厚度就能对1MHz的电磁波产生较好的屏蔽效果，对100MHz能有非常好的屏蔽效果，问题在于薄层金属屏蔽对1MHz以下或孔隙来说，屏蔽效果就不行了，本文重点介绍这方面。

3、大的间距、矩形屏蔽会更好
(1) 电路之间、屏蔽之间更大的间距能够减少相互干扰；
(2) 矩形（或不规则）的屏蔽外形，能够尽量避免频率共振；正方形的外壳往往容易引起共振；
但总的来说，电路板一般位于屏蔽体内，其元器件、线路等都会改变预期的共振频率点，所以不必太操心。

4、趋肤效应

趋肤深度
工程上定义从表面到电流密度下降到表面电流密度的0.368（即1/e）的厚度为趋肤深度或穿透深度Δ:

式中:
μ－导线材料的磁导率；
γ＝1/ρ－材料的电导率；
k－材料电导率（或电阻率）温度系数；

上图：不同频率下三种金属的趋肤效应深度（频率越高，深度越浅，越趋肤）；趋肤效应以传导的角度看，是希望趋肤深度深的，那表示导线的利用率高；但是对于屏蔽，是希望趋肤深度浅的，这样就能以较薄的金属屏蔽更多的电磁频段；50Hz的趋肤深度5～15mm，很难屏蔽……
用于屏蔽的金属应有良好的导电及导磁性能，厚度根据干扰的最低频率所产生的趋肤深度来定。一般1mm的低碳钢板或者1μm的镀锌层就能满足一般的应用。（这也是实际中常看到机箱壁上镀锌的原因）

5、孔隙
如果屏蔽体的整个壳体是无缝无孔的，那么对于30MHz的电磁波来说，要达到100dB的衰减效果不是难事。问题就在于他们不是无缝无孔的：

在一个完美的屏蔽壳体上开一个洞，相当于构成一个半波共振缝隙天线，屏蔽效能SE与孔的最大尺寸d、电磁波波长λ关系如下：

那么对于之前提到的30MHz，波长10m，假设有一个USB口（孔径对角线尺寸10mm），换算下来SE为54dB，d越大，SE越小。
我们常用到的电磁波频段：

我们在常规应用中制造出的干扰及谐波频段：

孔隙、平率与屏蔽效能的大致关系：

要达到40dB的SE，通常需要用导体垫圈、弹簧夹指来进行密封，注意内部元件与屏蔽罩的间距、数据总线与开孔和缝隙之间的距离。
还要注意，当屏蔽体中有电流，且电流的前进方向上有孔缝挡路，迫使电流绕行时，将引起孔缝类似天线而发射磁场，通过孔缝变化的电压产生磁场。

6、低频磁场的屏蔽
采用高磁导率的合金材料（如非晶合金、坡莫合金），按一定规格制成屏蔽罩，可大幅度减小磁场影响。

7、截至波导

8、垫圈
采用良导体，用于填缝，能承受一定的挤压变形，抗腐蚀、经久耐用.

9、可视组件的屏蔽

10、通风孔的屏蔽
将通风孔做成两种形式：
(1)金属网格（类似蜂窝铝板）
(2) (截至)波导

11、用喷漆或电镀的塑料
因为开模塑料美观轻便，所以时常使用，对这种情况，一般在塑料杯面喷涂导电材料，因为导电层厚度不可能太厚（微米级），实际效果不怎么样。
对于二类电器(class II)，还可能增加静电放电（ESD）的可能性。
二类电器：这类电器采用双重绝缘或加强绝缘，没有接地要求。

12、非金属屏蔽
如碳纤维或导电聚合物（导电塑料），但是无论如何其SE都不及金属的好。

13、屏蔽罩的安装

14、板级屏蔽

孤立铜区控制规则

Sat, 28 May 2005 19:26:25 +0800

孤立铜区的出现，将带来一些不可预知的问题，因此将孤立铜区与别的信号相接，有助于改善信号质量，

通常是将孤立铜区接地或删除。在实际的制作中，PCB厂家将一些板的空置部分增加了一些铜箔，这主要是为了方便印制板加工，同时对防止印制板翘曲也有一定的作用。

PCB板的跨分割设计

Sun, 29 May 2005 16:37:58 +0800

在电路设计的时候，在一块PCB板上存在多种电源、多种地的情况越来越多，例如48V,12V-12V,5V,-5V,3.3V,2.5V,1.8V1.5V等电源中常见的种类，AGND（模拟地）DGND（数字地）、PGND（保护地）等不同功能所需的地平面纵横交错，一部分IC明确要求本IC要进行单点接地，以及所需的电源、地平面挖空。为了保证这些地、电源都有高的可靠性，将每一种电源、地分配一层，即一个平面，必然导致电路板叠层的增加，电路板制作的成本大幅度升高。前面说过，电路板的制作成本和叠层数成正比。为了兼顾节约成本和保证电路板的可靠性，工程师在PCB设计的时候，会按照电路板的特点、将两种或者几种PCB的电源或地设计在同一个平面上，从而导致了电源、地平面的不完整，即地（电源）层分割。

一、PCB板的跨分割设计
电路上PCB走线穿过地（电源）层分割，信号的完整性会受到很大的影响，以及电路的EMI和EMC特性也发生变化，这就是跨分割问题。这些也往往是电子工程师容易忽略的问题。跨分割问题的产生主要有两个来源：

1、电源/地平面的分割
如图4-12所示，在同一层（地层）上有模拟地和数字地的分割。当PCB走线穿过这个分割带时，跨分割问题产生了。

2、密集过孔或密集插装（压接）器件管脚定义不当造成的分割
密集过孔或密集插装（压接）器件在管脚定义时如果分布得不合理，而管脚之间的距离很小，会在地层或者定义层造成了一个狭长的隔离带。如果有走线穿过这个分割，就造成做跨分割现象。
我们先看看如图4-13所示的走线。

这些布线表面上无可挑剔：整齐，漂亮，也是一般电子或电路工程师所喜欢的布线方式。我们再看一下这些过孔对应区域的电源/地平面（图6-14），就会发现产生了电源、地层分割问题。

在图4-13 中，由于过孔间距过近，在电源/地平面上造成一条长长分割带，如图4-14所示，如果有走线穿过这个分割带时，跨分割问题也产生了。这类问题主要出现在电路中总线布线时容易出现，必须引起广大工程师的注意。

同样地，当通孔（包括焊盘和过孔）穿过地/电源平面时，如果通孔之间的距离靠得过近，上述问题也就同样出现了。这类问题主要出现在密集插装（压接）器件管脚定义不当时容易出现。因此，在定义密集插装（压接）器件管脚信号时，不仅要考虑信号的个数种类，还必须考虑信号总线的排列方式，避免对电源、地平面造成分割带来跨分割问题。

二、PCB板的跨分割走线的危害
跨分割走线的主要危害包括：
（1）导致走线的阻抗不连续；
（2）容易使信号之间发生串扰；
（3）可能引起信号的反射；
（4）增大电流环路面积，加大环路电感，使输出的波形容易振荡；
（5）增加向空间的辐射干扰，同时易受空间磁场的影响；
（6）加大与板上其他电路产生磁场耦合的可能性；
（7）环路电感上的高频压降构成共模辐射源，并通过外接电缆产生共模辐射。
为了形象地描述跨分割走线对电路的危害，我们用图4-15给出了一个地槽引起高频信号产生串扰的示意图。

对于需要严格的阻抗控制、按带状线模型走线的高速信号线而言，还会因为上平面、下平面或上下平面的开槽破坏带状线模型，造成阻抗的不连续，引起严重的信号失真，使信号的可靠度下降。
为了形象地描述跨分割走线对电磁干扰的影响，笔者进行“了试验对比。从对比的结果很容易看到跨分割的影响。
在一块PCB板上布了两根走线，两者激励源相同，负载完全一样，均走在同一布线层，长度均为6000MIL，惟一不同的是，一个跨了平面分割，另外一个参考平面完整。通过开关切换，在保证外部条件完全相同的情况下，分别让其中的一个网络上电，在半波暗室测试结果如下：
从图4-16和图4-17可以清楚地看出：信号跨分割区会增加辐射8dB-10dB；具体增加的辐射强度取决于跨分割导致的回流路径回路面积的大小，也与周围的电磁干扰环境有关。如果一条时钟线在对外接口线缆附近跨分割布线，其导致的电磁干扰强度可能超过20dB。由此可见跨分割布线会造成很大的电磁干扰，不仅干扰自身，同时它的电磁辐射还会对周围其他的电路或系统造成干扰。因此，我们在布线的时候一定要注意，尽量避免跨分割走线。

三、PCB板避免跨分割的办法
跨分割走线给电路带来很大的危害，我们在实际电路的时候，应该尽量避免造成跨分割现象，主要注意以下几点：
（1）走线避免穿越分割带，走线的时候考虑地、电源的分割，让走线绕开电源的分割问题，
也可以增加电路的叠层数来避免跨分割问题。
（2）通常布线的时候，电源分割是在不信号线之后设计，做电源或地分割时，一定要注意在地、电源分割的时候，会对哪些信号造成影响，会造成哪些信号线的跨分割走线，哪些是我们可以避免的，注意适当地调整地、电源分割。
（3）过孔设计和散孔不应过于密集，造成地、电源平面的隔离带。
（4）插装器件或者接插件在定义时，要分布地合理，充分考虑对地、电源平面的影响，是否造成分割，导致EMI增强。

PCB设计中信号线跨电源分割层的影响分析

Sun, 29 May 2005 16:39:38 +0800

下面是我对电源回流的理解，跟大家分享一下^_^(其中介绍的一些处理方法在国内外很多高速PCB电路里都有应用的)

    这里简单构造了一个“场景”，结合下图介绍一下地回流和电源回流以及一些跨分割问题。为方便作图，把层间距放大。

   IC1为信号输出端，IC2为信号输入端(为简化PCB模型，假定接收端内含下接电阻)第三层为地层。IC1和IC2的地均来自于第三层地层面。顶层右上角为一块电源平面，接到电源正极。C1和C2分别为IC1、IC2的退耦电容。图上所示的芯片的电源和地脚均为发、收信号端的供电电源和地。

    在低频时，如果S1端输出高电平，整个电流回路是电源经导线接到VCC电源平面，然后经橙色路径进入IC1，然后从S1端出来，沿第二层的导线经R1端进入IC2，然后进入GND层，经红色路径回到电源负极。

    但在高频时，PCB所呈现的分布特性会对信号产生很大影响。我们常说的地回流就是高频信号中经常要遇到的一个问题。当S1到R1的信号线中有增大的电流时，外部的磁场变化很快，会使附近的导体感应出一个反向的电流。如果第三层的地平面是完整的地平面的话，那么会在地平面上会有一个蓝色虚线标示的电流；如果TOP层有一个完整的电源平面的话，也会在顶层有一个沿蓝色虚线的回流。此时信号回路有最小的电流回路，向外辐射的能量最小，耦合外部信号的能力也最小。(高频时的趋肤效应也是向外辐射能量最小，原理是一样的。)

    由于高频信号电平和电流变化都很快，但是变化周期短，需要的能量并不是很大，所以芯片是和离芯片最近的退耦电容取电的。当C1足够大，而且反应又足够快(有很低的ESR值，通常用瓷片电容。瓷片电容的ESR远低于钽电容。)，位于顶层的橙色路径和位于GND层的红色路径可以看成是不存在的(存在一个和整板供电对应的电流，但不是与图示信号对应的电流)。

    因此，按图中构造的环境，电流的整个通路是：由C1的正极->IC1的VCC->S1->L2信号线->R1->IC2的GND->过孔->GND层的黄色路径->过孔->电容负极。可以看到，电流的垂直方向有一个棕色的等效电流，中间会感应出磁场，同时，这个环面也能很容易的耦合到外来的干扰。如果和图中信号为一条时钟信号，并行有一组8bit的数据线，由同一芯片的同一电源供电，电流回流途径是相同的。如果数据线电平同时同向翻转的话，会使时钟上感应一个很大的反向电流，如果时钟线没有良好的匹配的话，这个串扰足以对时钟信号产生致命影响。这种串扰的强度不是和干扰源的高低电平的绝对值成正比，而是和干扰源的电流变化速率成正比，对于一个纯阻性的负载来说，串扰电流正比于dI/dt=dV/(T10%-90%*R)。式中的dI/dt (电流变化速率)、dV(干扰源的摆幅)和R(干扰源负载)都是指干扰源的参数(如果是容性负载的话，dI/dt是与T10%-90%的平方成反比的。)。从式中可以看出，低速的信号未必比高速信号的串扰小。也就是我们说的：1kHZ的信号未必是低速信号，要综合考虑沿的情况。对于沿很陡的信号，是包含很多谐波成分的，在各倍频点都有很大的振幅。因此，在选器件的时候也要注意一下，不要一味选开关速度快的芯片，不仅成本高，还会增加串扰以及EMC问题。

    任何相邻的电源层或其它的平面，只要在信号两端有合适的电容提供一个到GND的低电抗通路，那么这个平面就可以作为这个信号的回流平面。在平常的应用中，收发对应的芯片IO电源往往是一致的，而且各自的电源与地之间一般都有0.01-0.1uF的退耦电容，而这些电容也恰恰在信号的两端，所以该电源平面的回流效果是仅次于地平面的。而借用其他的电源平面做回流的话，往往不会在信号两端有到地的低电抗通路。这样，在相邻平面感应出的电流就会寻找最近的电容回到地。如果这个“最近的电容”离始端或终端很远的话，这个回流也要经过“长途跋涉”才能形成一个完整的回流通路，而这个通路也是相邻信号的回流通路，这个相同的回流通路和共地干扰的效果是一样的，等效为信号之间的串扰。

对于一些无法避免的跨电源分割的情况，可以在跨分割的地方跨接电容或RC串联构成的高通滤波器(如10欧电阻串680p电容，具体的值要依自己的信号类型而定，即要提供高频回流通路，又要隔离相互平面间的低频串扰)。这样可能会涉及到在电源平面之间加电容的问题，似乎有点滑稽，但肯定是有效的。如果一些规范上不允许的话，可以在分割处两平面分别引电容到地。
    对于借用其它平面做回流的情况，最好能在信号两端适当增加几个小电容到地，提供一个回流通路。但这种做法往往难以实现。因为终端附近的表层空间大多都给匹配电阻和芯片的退耦电容占据了。

    时间原因就先写这些…如果有遗漏或错误的地方请大家提醒。共同学习提高^_^。

高速PCB设计指南之三

Wed, 29 Jun 2005 16:12:36 +0800

第一篇   改进电路设计规程提高可测试性

    随着微型化程度不断提高，元件和布线技术也取得巨大发展，例如BGA外壳封装的高集成度的微型IC，以及导体之间的绝缘间距缩小到0.5mm，这些仅是其中的两个例子。电子元件的布线设计方式，对以后制作流程中的测试能否很好进行，影响越来越大。下面介绍几种重要规则及实用提示。
   通过遵守一定的规程（DFT-Design for Testability，可测试的设计），可以大大减少生产测试的准备和实施费用。这些规程已经过多年发展，当然，若采用新的生产技术和元件技术，它们也要相应的扩展和适应。随着电子产品结构尺寸越来越小，目前出现了两个特别引人注目的问题：一是可接触的电路节点越来越少；二是像在线测试（In-Circuit-Test）这些方法的应用受到限制。为了解决这些问题，可以在电路布局上采取相应的措施，采用新的测试方法和采用创新性适配器解决方案。第二个问题的解决还涉及到使原来作为独立工序使用的测试系统承担附加任务。这些任务包括通过测试系统对存储器组件进行编程或者实行集成化的元器件自测试（Built-in Self Test，BIST，内建的自测试）。将这些步骤转移到测试系统中去，总起来看，还是创造了更多的附加价值。为了顺利地实施这些措施，在产品科研开发阶段，就必须有相应的考虑。

1、什么是可测试性
   可测试性的意义可理解为：测试工程师可以用尽可能简单的方法来检测某种元件的特性，看它能否满足预期的功能。简单地讲就是：
l         检测产品是否符合技术规范的方法简单化到什么程度？
l         编制测试程序能快到什么程度？
l         发现产品故障全面化到什么程度？
l         接入测试点的方法简单化到什么程度？
   为了达到良好的可测试必须考虑机械方面和电气方面的设计规程。当然，要达到最佳的可测试性，需要付出一定代价，但对整个工艺流程来说，它具有一系列的好处，因此是产品能否成功生产的重要前提。

2、为什么要发展测试友好技术
    过去，若某一产品在上一测试点不能测试，那么这个问题就被简单地推移到直一个测试点上去。如果产品缺陷在生产测试中不能发现，则此缺陷的识别与诊断也会简单地被推移到功能和系统测试中去。
    相反地，今天人们试图尽可能提前发现缺陷，它的好处不仅仅是成本低，更重要的是今天的产品非常复杂，某些制造缺陷在功能测试中可能根本检查不出来。例如某些要预先装软件或编程的元件，就存在这样的问题。（如快闪存储器或ISPs：In-System Programmable Devices系统内可编程器件）。这些元件的编程必须在研制开发阶段就计划好，而测试系统也必须掌握这种编程。
    测试友好的电路设计要费一些钱，然而，测试困难的电路设计费的钱会更多。测试本身是有成本的，测试成本随着测试级数的增加而加大；从在线测试到功能测试以及系统测试，测试费用越来越大。如果跳过其中一项测试，所耗费用甚至会更大。一般的规则是每增加一级测试费用的增加系数是10倍。通过测试友好的电路设计，可以及早发现故障，从而使测试友好的电路设计所费的钱迅速地得到补偿。

3、文件资料怎样影响可测试性
    只有充分利用元件开发中完整的数据资料，才有可能编制出能全面发现故障的测试程序。在许多情况下，开发部门和测试部门之间的密切合作是必要的。文件资料对测试工程师了解元件功能，制定测试战略，有无可争议的影响。
    为了绕开缺乏文件和不甚了解元件功能所产生的问题，测试系统制造商可以依靠软件工具，这些工具按照随机原则自动产生测试模式，或者依靠非矢量相比，非矢量方法只能算作一种权宜的解决办法。
    测试前的完整的文件资料包括零件表，电路设计图数据（主要是CAD数据）以及有关务元件功能的详细资料（如数据表）。只有掌握了所有信息，才可能编制测试矢量，定义元件失效样式或进行一定的预调整。
    某些机械方面的数据也是重要的，例如那些为了检查组件的焊接是否良好及定位是否所需要的数据。最后，对于可编程的元件，如快闪存储器，PLD、FPGA等，如果不是在最后安装时才编程，是在测试系统上就应编好程序的话，也必须知道各自的编程数据。快闪元件的编程数据应完整无缺。如快闪芯片含16Mbit的数据，就应该可以用到16Mbit，这样可以防止误解和避免地址冲突。例如，如果用一个4Mbit存储器向一个元件仅仅提供300Kbit数据，就可能出现这种情况。当然数据应准备成流行的标准格式，如Intel公司的Hex或Motorola公司的S记录结构等。大多数测试系统，只要能够对快闪或ISP元件进行编程，是可以解读这些格式的。前面所提到的许多信息，其中许多也是元件制造所必须的。当然，在可制造性和可测试性之间应明确区别，因为这是完全不同的概念，从而构成不同的前提。

4、良好的可测试性的机械接触条件
   如果不考虑机械方面的基本规则，即使在电气方面具有非常良好的可测试性的电路，也可能难以测试。许多因素会限制电气的可测试性。如果测试点不够或太小，探针床适配器就难以接触到电路的每个节点。如果测试点位置误差和尺寸误差太大，就会产生测试重复性不好的问题。在使用探针床配器时，应留意一系列有关套牢孔与测试点的大小和定位的建议。

5、最佳可测试性的电气前提条件
   电气前提条件对良好的可测试性，和机械接触条件一样重要，两者缺一不可。一个门电路不能进行测试，原因可能是无法通过测试点接触到启动输入端，也可能是启动输入端处在封装壳内，外部无法接触，在原则上这两情况同样都是不好的，都使测试无法进行。在设计电路时应该注意，凡是要用在线测试法检测的元件，都应该具备某种机理，使各个元件能够在电气上绝缘起来。这种机理可以借助于禁止输入端来实现，它可以将元件的输出端控制在静态的高欧姆状态。
   虽然几乎所有的测试系统都能够逆驱动（Backdriving）方式将某一节点的状态带到任意状态，但是所涉及的节点最好还是要备有禁止输入端，首先将此节点带到高欧姆状态，然后再“平缓地”加上相应的电平。
     同样，节拍发生器总是通过启动引线，门电路或插接电桥从振荡器后面直接断开。启动输入端决不可直接与电路相连，而是通过100欧姆的电阻与电路连接。每个元件应有自己的启动，复位或控制引线脚。必须避免许多元件的启动输入端共用一个电阻与电路相连。这条规则对于ASIC元件也适用，这些元件也应有一个引线脚，通过它，可将输出端带到高欧姆状态。如果元件在接通工作电压时可实行复位，这对于由测试器来引发复位也是非常有帮助的。在这种情况下，元件在测试前就可以简单地置于规定的状态。
     不用的元件引线脚同样也应该是可接触的，因为在这些地方未发现的短路也可能造成元件故障。此外，不用的门电路往往在以后会被利用于设计改进，它们可能会改接到电路中来。所以同样重要的是，它们从一开始就应经过测试，以保证其工件可靠。

6、改进可测试性
使用探针床适配器时，改进可测试性的建议

套牢孔
l         呈对角线配置
l         定位精度为±0.05mm （±2mil）
l         直径精度为±0.076/-0mm （+3/-0mil）
l         相对于测试点的定位精度为±0.05mm （±2mil）
l         离开元件边缘距离至少为3mm
l         不可穿通接触

测试点
l         尽可能为正方形
l         测试点直径至少为0.88mm （35mil）
l         测试点大小精度为±0.076mm （±3mil）
l         测试点之间间隔精度为±0.076mm （±3mil）
l         测试点间隔尽可能为2.5mm
l         镀锡，端面可直接焊接
l         距离元件边缘至少为3mm
l         所有测试点应可能处于插件板的背面
l         测试点应均匀布在插件板上
l         每个节点至少有一个测试点（100％通道）
l         备用或不用的门电路都有测试点
l         供电电源的多外测试点分布在不同位置

元件标志
l         标志文字同一方向
l         型号、版本、系列号及条形码明确标识
l         元件名称要清晰可见，且尽可能直接标在元件近旁

7、关于快闪存储器和其它可编程元件
    快闪存储器的编程时间有时会很长（对于大的存储器或存储器组可达1分钟）。因此，此时不容许有其它元件的逆驱动，否则快闪存储器可能会受到损害。为了避免这种情况，必须将所有与地址总线的控制线相连的元件置于高欧姆状态。同样，数据总线也必须能够被置于隔绝状态，以确保快闪存储器为空载，并可进行下步编程。
    系统内可编程元件（ISP）有一些要求，如Altera，XilinX和Lattuce等公司的产品，还有其它一些特殊要求。除了可测试性的机械和电气前提条件应得到保证外，还要保证具有编程和确证数据的可能性。对于Altera和Xilinx元件，使用了连串矢量格式（Serial Vector Format SVF），这种格式近期几乎已发展成为工业标准。许多测试系统可以对这类元件编程，并将连串矢量格式（SVF）内的输入数据用于测试信号发生器。通过边界扫描键（Boundary-Scan-Kette JTAG）对这些元件编程，也将连串数据格式编程。在汇集编程数据时，重要的是应考虑到电路中全部的元件链，不应将数据仅仅还原给要编程的元件。
     编程时，自动测试信号发生器考虑到整个的元件链，并将其它元件接入旁路模型中。相反，Lattice公司要求用JEDEC格式的数据，并通过通常的输入端和输出端并行编程。编程后，数据还要用于检查元件功能。开发部门提供的数据应尽可能地便于测试系统直接应用，或者通过简单转换便可应用。

8、对于边界扫描（JTAG）应注意什么
    由基于复杂元件组成精细网格的组件，给测试工程师只提供很少的可接触的测试点。此时也仍然可能提高可测试性。对此可使用边界扫描和集成自测试技术来缩短测试完成时间和提高测试效果。
    对于开发工程师和测试工程师来说，建立在边界扫描和集成自测试技术基础上的测试战略肯定会增加费用。开发工程师必然要在电路中使用的边界扫描元件（IEEE-1149.1-标准），并且要设法使相应的具体的测试引线脚可以接触（如测试数据输入-TDI，测试数据输出-TDO，测试钟频-TCK和测试模式选择-TMS以及ggf.测试复位）。测试工程师给元件制定一个边界扫描模型（BSDL-边界扫描描述语言）。此时他必须知道，有关元件支持何种边界扫描功能和指令。边界扫描测试可以诊断直至引线级的短路和断路。除此之外，如果开发工程师已作规定，可以通过边界扫描指令“RunBIST”来触发元件的自动测试。尤其是当电路中有许多ASICs和其它复杂元件时，对于这些元件并不存在惯常的测试模型，通过边界扫描元件，可以大大减少制定测试模型的费用。
    时间和成本降低的程度对于每个元件都是不同的。对于一个有IC的电路，如果需要100％发现，大约需要40万个测试矢量，通过使用边界扫描，在同样的故障发现率下，测试矢量的数目可以减少到数百个。因此，在没有测试模型，或接触电路的节点受到限制的条件下，边界扫描方法具有特别的优越性。是否要采用边界扫描，是取决于开发利用和制造过程中增加的成本费用。衽边界扫描必须和要求发现故障的时间，测试时间，进入市场的时间，适配器成本进行权衡，并尽可能节约。在许多情况下，将传统的在线测试方法和边界扫描方法混合盐业的方案是最佳的解决方式

第二篇混合信号PCB的分区设计

    摘要：混合信号电路PCB的设计很复杂，元器件的布局、布线以及电源和地线的处理将直接影响到电路性能和电磁兼容性能。本文介绍的地和电源的分区设计能优化混合信号电路的性能。
    如何降低数字信号和模拟信号间的相互干扰呢？在设计之前必须了解电磁兼容(EMC)的两个基本原则：第一个原则是尽可能减小电流环路的面积；第二个原则是系统只采用一个参考面。相反，如果系统存在两个参考面，就可能形成一个偶极天线(注：小型偶极天线的辐射大小与线的长度、流过的电流大小以及频率成正比)；而如果信号不能通过尽可能小的环路返回，就可能形成一个大的环状天线(注：小型环状天线的辐射大小与环路面积、流过环路的电流大小以及频率的平方成正比)。在设计中要尽可能避免这两种情况。
    有人建议将混合信号电路板上的数字地和模拟地分割开，这样能实现数字地和模拟地之间的隔离。尽管这种方法可行，但是存在很多潜在的问题，在复杂的大型系统中问题尤其突出。最关键的问题是不能跨越分割间隙布线，一旦跨越了分割间隙布线，电磁辐射和信号串扰都会急剧增加。在PCB设计中最常见的问题就是信号线跨越分割地或电源而产生EMI问题。

如图1所示，我们采用上述分割方法，而且信号线跨越了两个地之间的间隙，信号电流的返回路径是什么呢？假定被分割的两个地在某处连接在一起(通常情况下是在某个位置单点连接)，在这种情况下，地电流将会形成一个大的环路。流经大环路的高频电流会产生辐射和很高的地电感，如果流过大环路的是低电平模拟电流，该电流很容易受到外部信号干扰。最糟糕的是当把分割地在电源处连接在一起时，将形成一个非常大的电流环路。另外，模拟地和数字地通过一个长导线连接在一起会构成偶极天线。
    了解电流回流到地的路径和方式是优化混合信号电路板设计的关键。许多设计工程师仅仅考虑信号电流从哪儿流过，而忽略了电流的具体路径。如果必须对地线层进行分割，而且必须通过分割之间的间隙布线，可以先在被分割的地之间进行单点连接，形成两个地之间的连接桥，然后通过该连接桥布线。这样，在每一个信号线的下方都能够提供一个直接的电流回流路径，从而使形成的环路面积很小。
     采用光隔离器件或变压器也能实现信号跨越分割间隙。对于前者，跨越分割间隙的是光信号；在采用变压器的情况下，跨越分割间隙的是磁场。还有一种可行的办法是采用差分信号：信号从一条线流入从另外一条信号线返回，这种情况下，不需要地作为回流路径。
    要深入探讨数字信号对模拟信号的干扰必须先了解高频电流的特性。高频电流总是选择阻抗最小(电感最低)，直接位于信号下方的路径，因此返回电流会流过邻近的电路层，而无论这个临近层是电源层还是地线层。
    在实际工作中一般倾向于使用统一地，而将PCB分区为模拟部分和数字部分。模拟信号在电路板所有层的模拟区内布线，而数字信号在数字电路区内布线。在这种情况下，数字信号返回电流不会流入到模拟信号的地。
     只有将数字信号布线在电路板的模拟部分之上或者将模拟信号布线在电路板的数字部分之上时，才会出现数字信号对模拟信号的干扰。出现这种问题并不是因为没有分割地，真正的原因是数字信号的布线不适当。
    PCB设计采用统一地，通过数字电路和模拟电路分区以及合适的信号布线，通常可以解决一些比较困难的布局布线问题，同时也不会产生因地分割带来的一些潜在的麻烦。在这种情况下，元器件的布局和分区就成为决定设计优劣的关键。如果布局布线合理，数字地电流将限制在电路板的数字部分，不会干扰模拟信号。对于这样的布线必须仔细地检查和核对，要保证百分之百遵守布线规则。否则，一条信号线走线不当就会彻底破坏一个本来非常不错的电路板。
    在将A/D转换器的模拟地和数字地管脚连接在一起时，大多数的A/D转换器厂商会建议：将AGND和DGND管脚通过最短的引线连接到同一个低阻抗的地上(注：因为大多数A/D转换器芯片内部没有将模拟地和数字地连接在一起，必须通过外部管脚实现模拟和数字地的连接)，任何与DGND连接的外部阻抗都会通过寄生电容将更多的数字噪声耦合到IC内部的模拟电路上。按照这个建议，需要把A/D转换器的AGND和DGND管脚都连接到模拟地上，但这种方法会产生诸如数字信号去耦电容的接地端应该接到模拟地还是数字地的问题。
     如果系统仅有一个A/D转换器，上面的问题就很容易解决。如图3 中所示，将地分割开，在A/D转换器下面把模拟地和数字地部分连接在一起。采取该方法时，必须保证两个地之间的连接桥宽度与IC等宽，并且任何信号线都不能跨越分割间隙。
     如果系统中A/D转换器较多，例如10个A/D转换器怎样连接呢？如果在每一个A/D转换器的下面都将模拟地和数字地连接在一起，则产生多点相连，模拟地和数字地之间的隔离就毫无意义。而如果不这样连接，就违反了厂商的要求。
最好的办法是开始时就用统一地。如图4 所示，将统一的地分为模拟部分和数字部分。这样的布局布线既满足了IC器件厂商对模拟地和数字地管脚低阻抗连接的要求，同时又不会形成环路天线或偶极天线而产生EMC问题。
     如果对混合信号PCB设计采用统一地的做法心存疑虑，可以采用地线层分割的方法对整个电路板布局布线，在设计时注意尽量使电路板在后边实验时易于用间距小于1/2英寸的跳线或0欧姆电阻将分割地连接在一起。注意分区和布线，确保在所有的层上没有数字信号线位于模拟部分之上，也没有任何模拟信号线位于数字部分之上。而且，任何信号线都不能跨越地间隙或是分割电源之间的间隙。要测试该电路板的功能和EMC性能，然后将两个地通过0欧姆电阻或跳线连接在一起，重新测试该电路板的功能和EMC性能。比较测试结果，会发现几乎在所有的情况下，统一地的方案在功能和EMC性能方面比分割地更优越。

#分割地的方法还有用吗？
    在以下三种情况可以用到这种方法：一些医疗设备要求在与病人连接的电路和系统之间的漏电流很低；一些工业过程控制设备的输出可能连接到噪声很大而且功率高的机电设备上；另外一种情况就是在PCB的布局受到特定限制时。
    在混合信号PCB板上通常有独立的数字和模拟电源，能够而且应该采用分割电源面。但是紧邻电源层的信号线不能跨越电源之间的间隙，而所有跨越该间隙的信号线都必须位于紧邻大面积地的电路层上。在有些情况下，将模拟电源以PCB连接线而不是一个面来设计可以避免电源面的分割问题。

#混合信号PCB设计是一个复杂的过程，设计过程要注意以下几点：
1.将PCB分区为独立的模拟部分和数字部分。
2.合适的元器件布局。
3.A/D转换器跨分区放置。
4.不要对地进行分割。在电路板的模拟部分和数字部分下面敷设统一地。
5.在电路板的所有层中，数字信号只能在电路板的数字部分布线。
6.在电路板的所有层中，模拟信号只能在电路板的模拟部分布线。
7.实现模拟和数字电源分割。
8.布线不能跨越分割电源面之间的间隙。
9.必须跨越分割电源之间间隙的信号线要位于紧邻大面积地的布线层上。
10.分析返回地电流实际流过的路径和方式。
11.采用正确的布线规则。

欲知更多信息请查询：www.sigcon.com、www.ultracad.com和www.hottconsultants.com。

第三篇  蛇形走线有什么作用?
请问各路大侠,蛇形走线有什么作用?为什么要蛇形走线?哪些类信号线需要蛇形走线,如果要进行蛇形布线,需要满足什么规则和注意什么问题?烦
劳大侠们指点一下.

RE:蛇形走线有什么作用? - 北京 / vhdl 回复于2000-9-15 9:11:00
>>电感作用
视情况而定，比如PCI板上的蛇行线就是为了适应PCI 33MHzClock的线长要求

RE:蛇形走线有什么作用? - 深圳 / jack 回复于2000-9-15 12:04:00
关于蛇形走线，因为应用场合不同具不同的作用,如果蛇形走线在电脑板中出现，其主要起到一个滤波电感的作用，提高电路的抗干扰能力，若在一般普通PCB板中，除了具有滤波电感的作用外，还可作为收音机天线的电感线圈等等.

RE:蛇形走线有什么作用? - Shanghai / clgoal 回复于2000-9-15 13:14:00
电脑主机板中的蛇形走线，主要用在一些时钟信号中，如PCIClk,AGPClk，它的作用有两点：1、阻抗匹配 2、滤波电感。对一些重要信号，如INTEL HUB架构中的HUBLink,一共13根，跑233MHz，要求必须严格等长，以消除时滞造成的隐患，绕线是唯一的解决办法。一般来讲，蛇形走线的线距>=2倍的线宽。

RE:蛇形走线有什么作用? - beijing / free 回复于2000-10-16 12:24:00
等长布线，尤其是在高频电路中的数据线。

RE:蛇形走线有什么作用? - 广西北海 / chenshu2000 回复于2000-10-19 9:18:00
有没有计算蛇形线电感量的公式或经验值？

RE:蛇形走线有什么作用? - 北京 / fangll 回复于2000-10-22 21:56:00
specctra可以编程设定网络走线的阻抗匹配规则和差分线走线规则
帮助里面讲了一些一般的设计原则

RE:蛇形走线有什么作用? - 大连 / nkhare 回复于2001-2-15 20:07:00
有时也兼作电阻作用。

RE:蛇形走线有什么作用? - jinan / wwx 回复于2001-2-15 22:51:00
实际是一个分布参数的 LC 滤波器。

RE:蛇形走线有什么作用? - 广州 / anrey 回复于2001-2-16 11:04:00
滤波

RE:蛇形走线有什么作用? - 珠海 / liangby 回复于2001-2-16 11:44:00
等长线。平横分布参数

RE:蛇形走线有什么作用? - 珠海 / bigcat 回复于2001-2-16 20:36:00
高速数字PCB板的等线长是为了使各信号的延迟差保持在一个范围内,保证系统在同一周期内读取的数据的有效性(延迟差超过一个时钟周期时会错读下一周期的数据),一般要求延迟差不超过1/4时钟周期,单位长度的线延迟差也是固定的,延迟跟线宽,线长,铜厚,板层结构有关,但线过长会增大分布电容和分布电感,使信号质量,所以时钟IC引脚一般都接RC端接,但蛇形走线并非起电感的作用,相反的,电感会使信号中的上升元中的高次谐波相移,造成信号质量恶化,所以要求蛇形线间距最少是线宽的两倍,信号的上升时间越小就越易受分布电容和分布电感的影响.

  RE:蛇形走线有什么作用? - 北京 / BITLEFT 回复于2001-6-20 9:59:00
蛇行走线应该注意什么问题？如果，走得不好，对pcb板的抗干扰能力是不是不能好转，反而会有恶化作用？

RE:蛇形走线有什么作用? - GuangZhou / yxlian 回复于2001-6-20 11:19:00
简单地说，PCB上的任何一条走线在通过高频信号的情况下都会对该信号造成时延时，蛇形走线的主要作用是补偿“同一组相关”信号线中延时较小的部分，这些部分通常是没有或比其它信号少通过另外的逻辑处理；最典型的就是时钟线，通常它不需经过任何其它逻辑处理，因而其延时会小于其它相关信号。

14:44:00
哈，在微波电路中，大多蛇行线是为了减小PCB的面积！——因为线长有严格限制。

RE:蛇形走线有什么作用? - 珠海 / bigcat 回复于2001-6-20 19:14:00
　　等线长的蛇形走线没有任何抗干扰的功能，它的作用是将有时序要求的总线或时钟线的延迟控制在所要求的范围内，至于要求如果不会算也可从DATASHEET上得到，一般有时序要求的都会给出线长匹配的数据；在走线时一般遵循3W法则（绕线的间距要两倍于线宽），这样可消除线间78%的互感，尽量减少因电感变化而引起的阻抗不连续。
　　另外说明我不是高手，抬得越高摔得越痛；若想见识高手，可以到ＷＷＷ。ＥＤＡＣＨＩＮＡ。ＣＯＭ的高速设计论坛上，有一篇解释版主回的解释线间串扰的帖子，有波形图和注释，这样可以知道什么样水平的是高手。

RE:蛇形走线有什么作用? - 上海市 / bab0523 回复于2001-7-10 13:35:00
主板中，蛇形走线基本上是为了等长，不光HUBLINK，CPUCLK，PCICLK；IDE，DIMM也要绕线，绕线线距依据走线线距，可1：2，1：3，1：4——

RE:蛇形走线有什么作用? - 东莞 / yuanqui_cn 回复于2001-8-18 14:30:00
在2。4G的对讲机中用作电感，可是我不知怎样计算电感量，不知大侠有这方面的经验

RE:蛇形走线有什么作用? - hanzhou / wdyuut 回复于2001-8-22 15:35:00
RE:蛇形走线，大多为了实现总线间的长度匹配，或为了减少布线面积，从电磁干扰的角度来说，比较不利，增大了环路面积，考虑到线间干扰，常常不能达到减少布线面积的目的

RE:蛇形走线有什么作用? - 东莞长安 / 蒋国伟回复于2001-8-22 18:21:00
短而窄的蛇形走线可做保险丝。

第四篇  确保信号完整性的电路板设计准则
     信号完整性(SI)问题解决得越早，设计的效率就越高，从而可避免在电路板设计完成之后才增加端接器件。SI设计规划的工具和资源不少，本文探索信号完整性的核心议题以及解决SI问题的几种方法，在此忽略设计过程的技术细节。
1、SI问题的提出
    随着IC输出开关速度的提高，不管信号周期如何，几乎所有设计都遇到了信号完整性问题。即使过去你没有遇到SI问题，但是随着电路工作频率的提高，今后一定会遇到信号完整性问题。
    信号完整性问题主要指信号的过冲和阻尼振荡现象，它们主要是IC驱动幅度和跳变时间的函数。也就是说，即使布线拓扑结构没有变化，只要芯片速度变得足够快，现有设计也将处于临界状态或者停止工作。我们用两个实例来说明信号完整性设计是不可避免的。

实例之一：在通信领域，前沿的电信公司正为语音和数据交换生产高速电路板(高于500MHz)，此时成本并不特别重要，因而可以尽量采用多层板。这样的电路板可以实现充分接地并容易构成电源回路，也可以根据需要采用大量离散的端接器件，但是设计必须正确，不能处于临界状态。
    SI和EMC专家在布线之前要进行仿真和计算，然后，电路板设计就可以遵循一系列非常严格的设计规则，在有疑问的地方，可以增加端接器件，从而获得尽可能多的SI安全裕量。电路板实际工作过程中，总会出现一些问题，为此，通过采用可控阻抗端接线，可以避免出现SI问题。简而言之，超标准设计可以解决SI问题。

实例之二：从成本上考虑，电路板通常限制在四层以内(里面两层分别是电源层和接地层)。这极大限制了阻抗控制的作用。此外，布线层少将加剧串扰，同时信号线间距还必须最小以布放更多的印制线。另一方面，设计工程师必须采用最新和最好的CPU、内存和视频总线设计，这些设计就必须考虑SI问题。
     关于布线、拓扑结构和端接方式，工程师通常可以从CPU制造商那里获得大量建议，然而，这些设计指南还有必要与制造过程结合起来。在很大程度上，电路板设计师的工作比电信设计师的工作要困难，因为增加阻抗控制和端接器件的空间很小。此时要充分研究并解决那些不完整的信号，同时确保产品的设计期限。
下面介绍设计过程通用的SI设计准则。

2、设计前的准备工作
    在设计开始之前，必须先行思考并确定设计策略，这样才能指导诸如元器件的选择、工艺选择和电路板生产成本控制等工作。就SI而言，要预先进行调研以形成规划或者设计准则，从而确保设计结果不出现明显的SI问题、串扰或者时序问题。有些设计准则可以由IC制造商提供，然而，芯片供应商提供的准则(或者你自己设计的准则)存在一定的局限性，按照这样的准则可能根本设计不了满足SI要求的电路板。如果设计规则很容易，也就不需要设计工程师了。
    在实际布线之前，首先要解决下列问题，在多数情况下，这些问题会影响你正在设计(或者正在考虑设计)的电路板，如果电路板的数量很大，这项工作就是有价值的。

3、电路板的层叠
    某些项目组对PCB层数的确定有很大的自主权，而另外一些项目组却没有这种自主权，因此，了解你所处的位置很重要。与制造和成本分析工程师交流可以确定电路板的层叠误差，这时还是发现电路板制造公差的良机。比如，如果你指定某一层是50Ω阻抗控制，制造商怎样测量并确保这个数值呢？
    其他的重要问题包括：预期的制造公差是多少？在电路板上预期的绝缘常数是多少？线宽和间距的允许误差是多少？接地层和信号层的厚度和间距的允许误差是多少？所有这些信息可以在预布线阶段使用。
    根据上述数据，你就可以选择层叠了。注意，几乎每一个插入其他电路板或者背板的PCB都有厚度要求，而且多数电路板制造商对其可制造的不同类型的层有固定的厚度要求，这将会极大地约束最终层叠的数目。你可能很想与制造商紧密合作来定义层叠的数目。应该采用阻抗控制工具为不同层生成目标阻抗范围，务必要考虑到制造商提供的制造允许误差和邻近布线的影响。
     在信号完整的理想情况下，所有高速节点应该布线在阻抗控制内层(例如带状线)，但是实际上，工程师必须经常使用外层进行所有或者部分高速节点的布线。要使SI最佳并保持电路板去耦，就应该尽可能将接地层/电源层成对布放。如果只能有一对接地层/电源层，你就只有将就了。如果根本就没有电源层，根据定义你可能会遇到SI问题。你还可能遇到这样的情况，即在未定义信号的返回通路之前很难仿真或者模拟电路板的性能。

4、串扰和阻抗控制
来自邻近信号线的耦合将导致串扰并改变信号线的阻抗。相邻平行信号线的耦合分析可能决定信号线之间或者各类信号线之间的“安全”或预期间距(或者平行布线长度)。比如，欲将时钟到数据信号节点的串扰限制在100mV以内，却要信号走线保持平行，你就可以通过计算或仿真，找到在任何给定布线层上信号之间的最小允许间距。同时，如果设计中包含阻抗重要的节点(或者是时钟或者专用高速内存架构)，你就必须将布线放置在一层(或若干层)上以得到想要的阻抗。

5、重要的高速节点
   延迟和时滞是时钟布线必须考虑的关键因素。因为时序要求严格，这种节点通常必须采用端接器件才能达到最佳SI质量。要预先确定这些节点，同时将调节元器件放置和布线所需要的时间加以计划，以便调整信号完整性设计的指标。

6、技术选择
   不同的驱动技术适于不同的任务。信号是点对点的还是一点对多抽头的？信号是从电路板输出还是留在相同的电路板上？允许的时滞和噪声裕量是多少？作为信号完整性设计的通用准则，转换速度越慢，信号完整性越好。50MHz时钟采用500ps上升时间是没有理由的。一个2-3ns的摆率控制器件速度要足够快，才能保证SI的品质，并有助于解决象输出同步交换(SSO)和电磁兼容(EMC)等问题。
   在新型FPGA可编程技术或者用户定义ASIC中，可以找到驱动技术的优越性。采用这些定制(或者半定制)器件，你就有很大的余地选定驱动幅度和速度。设计初期，要满足FPGA(或ASIC)设计时间的要求并确定恰当的输出选择，如果可能的话，还要包括引脚选择。
    在这个设计阶段，要从IC供应商那里获得合适的仿真模型。为了有效的覆盖SI仿真，你将需要一个SI仿真程序和相应的仿真模型(可能是IBIS模型)。
   最后，在预布线和布线阶段你应该建立一系列设计指南，它们包括：目标层阻抗、布线间距、倾向采用的器件工艺、重要节点拓扑和端接规划。

7、预布线阶段
    预布线SI规划的基本过程是首先定义输入参数范围(驱动幅度、阻抗、跟踪速度)和可能的拓扑范围(最小/最大长度、短线长度等)，然后运行每一个可能的仿真组合，分析时序和SI仿真结果，最后找到可以接受的数值范围。
    接着，将工作范围解释为PCB布线的布线约束条件。可以采用不同软件工具执行这种类型的“清扫”准备工作，布线程序能够自动处理这类布线约束条件。对多数用户而言，时序信息实际上比SI结果更为重要，互连仿真的结果可以改变布线，从而调整信号通路的时序。
    在其他应用中，这个过程可以用来确定与系统时序指标不兼容的引脚或者器件的布局。此时，有可能完全确定需要手工布线的节点或者不需要端接的节点。对于可编程器件和ASIC来说，此时还可以调整输出驱动的选择，以便改进SI设计或避免采用离散端接器件。

8、布线后SI仿真
    一般来说，SI设计指导规则很难保证实际布线完成之后不出现SI或时序问题。即使设计是在指南的引导下进行，除非你能够持续自动检查设计，否则，根本无法保证设计完全遵守准则，因而难免出现问题。布线后SI仿真检查将允许有计划地打破(或者改变)设计规则，但是这只是出于成本考虑或者严格的布线要求下所做的必要工作。
    现在，采用SI仿真引擎，完全可以仿真高速数字PCB(甚至是多板系统)，自动屏蔽SI问题并生成精确的“引脚到引脚”延迟参数。只要输入信号足够好，仿真结果也会一样好。这使得器件模型和电路板制造参数的精确性成为决定仿真结果的关键因素。很多设计工程师将仿真“最小”和“最大”的设计角落，再采用相关的信息来解决问题并调整生产率。

9、后制造阶段
    采取上述措施可以确保电路板的SI设计品质，在电路板装配完成之后，仍然有必要将电路板放在测试平台上，利用示波器或者TDR(时域反射计)测量，将真实电路板和仿真预期结果进行比较。这些测量数据可以帮助你改进模型和制造参数，以便你在下一次预设计调研工作中做出更佳的(更少的约束条件)决策。

10、模型的选择
    关于模型选择的文章很多，进行静态时序验证的工程师们可能已经注意到，尽管从器件数据表可以获得所有的数据，要建立一个模型仍然很困难。SI仿真模型正好相反，模型的建立容易，但是模型数据却很难获得。本质上，SI模型数据唯一的可靠来源是IC供应商，他们必须与设计工程师保持默契的配合。IBIS模型标准提供了一致的数据载体，但是IBIS模型的建立及其品质的保证却成本高昂，IC供应商对此投资仍然需要市场需求的推动作用，而电路板制造商可能是唯一的需方市场。

11、未来技术的趋势
    设想系统中所有输出都可以调整以匹配布线阻抗或者接收电路的负载，这样的系统测试方便，SI问题可以通过编程解决，或者按照IC特定的工艺分布来调整电路板使SI达到要求，这样就能使设计容差更大或者使硬件配置的范围更宽。
    目前，业界也在关注一种SI器件技术，其中许多技术包含设计好的端接装置(比如LVDS)和自动可编程输出强度控制和动态自动端接功能，采用这些技术的设计可以获得优良的SI品质，但是，大多数技术与标准的CMOS或者TTL逻辑电路差别太大，与现有仿真模型的配合不大好。
    因此，EDA公司也正加入到“轻轻松松设计”的竞技场之中，人们为了在设计初期解决SI问题已经做了大量工作，将来，不必SI专家就能借助自动化工具解决SI问题。尽管目前技术还没有发展到那个水平，但是人们正探索新的设计方法，从“SI和时序布线”出发开始设计的技术仍在发展，预计未来几年内将诞生新的设计技术。

高速PCB设计心得

Wed, 29 Jun 2005 16:27:36 +0800

随着PCB 系统的向着高密度和高速度的趋势不断的发展，电源的完整性问题，信号的完整性问题（SI），以及EMI，EMC 的问题越来越突出，严重的影响了系统的性能甚至功能的实现。所谓高速并没有确切的定义，当然并不单单指时钟的速度，还包括数字系统上升沿及下降沿的跳变的速度，跳变的速度越快，上升和下降的时间越短，信号的高次谐波分量越丰富，当然就越容易引起SI，EMC，EMI 的问题。本文根据以往的一些经验在以下几个方面对高速PCB 的设计提出一些看法，希望对各位同事能有所帮助。

电源在系统设计中的重要性
不同传输线路的设计规则
电磁干扰的产生以及避免措施

二：电源的完整性
1．供电电压的压降问题。
随着芯片工艺的提高，芯片的内核电压及IO 电压越来越小，但功耗还是很大，所以电流有上升的趋势。在内核及电压比较高，功耗不是很大的系统中，电压压降问题也许不是很突出，但如果内核电压比较小，功耗又比较大的情况下，电源路径上的哪怕是0.1V的压降都是不允许的，比如说ADI 公司的TS201 内核电压只有1.2V，内核供电电流要2.68A，如果路径上有0.1 欧姆的电阻，电压将会有0.268V 的压降，这么大的压降会使芯片工作不正常。如何尽量减小路径上的压降呢？主要通过以下几种方法。

a：尽量保证电源路径的畅通，减小路径上的阻抗，包括热焊盘的连接方式，应该尽量的保持电流的畅通，如下图1 和图2 的比较，很明显图2 中选择的热焊盘要强于图1。
b：尽量增加大电流层的铜厚，最好能铺设两层同一网络的电源，以保证大电流能顺利的流过，避免产生过大的压降，关于电流大小和所流经铜厚的关系如表1 所示。

（表1）
1 oz.铜即35 微米厚，2 oz.70 微米, 类推
举例说，线宽0.025 英寸，采用2 oz.盎斯的铜，而允许温升30 度，
那查表可知，最大安全电流是 4.0A 。

2．同步开关噪声的问题。
同步开关噪声（Simultaneous Switch Noise，简称SSN）是指当器件处于开关状态，产生瞬间变化的电流（di/dt），在经过回流途径上存在的电感时，形成交流压降，从而引起噪声，所以也称为Δi 噪声。开关速度越快，瞬间电流变化越显著，电流回路上的电感越大，则产生的SSN 越严重。基本公式为：
VSSN=N·LLoop·(dI/dt) 公式1。

其中I 指单个开关输出的电流，N 是同时开关的驱动端数目，LLoop为整个回流路径上的电感，而VSSN就是同步开关噪声的大小。

如果是由于封装电感而引起地平面的波动，造成芯片地和系统地不一致，芯片的地被抬高这种现象我们称为地弹（Groundbounce）。同样，如果是由于封装电感引起的芯片和系统电源被降低，就称为电源反弹（PowerBounce）。如果芯片内部多个驱动同时开关时，会造成很大的芯片电源电压的压降和地平面的抬高，从而造成芯片的驱动能力的降低，电路速度会减慢。由公式1 可知减小回路电感可以减小VSSN，其中回路电感包括芯片管脚的寄生电感，芯片内部电源和芯片内部地的电感，系统的电源和地的电感，以及信号线自身的电感，这四部分组成。所以见小VSSN 的办法主要有以下几种方式。

a : 降低芯片内部驱动器的开关速率和同时开关的数目，以减小di/dt，不过这种方式不现实，因为电路设计的方向就是更快，更密。
b : 降低系统供给电源的电感，高速电路设计中要求使用单独的电源层，并让电源层和地平面尽量接近。
c :降低芯片封装中的电源和地管脚的电感，比如增加电源/地的管脚数目，减短引线长度，尽可能采用大面积铺铜。
d :增加电源和地的互相耦合电感也可以减小回路总的电感，因此要让电源和地的管脚成对分布，并尽量靠近。

3. 地的分割原则
任何一根信号线中的电流都要通过和它临近的地平面来回到它的驱动端，所以我们进行地的分割的时候要避免避免割断高速信号的回留路径，如下图所示：

上面的信号回路的电流不得不绕过分割槽，这样会产生很多相关的EMI 问题，以及会给信号线的阻抗匹配产生影响。

三：不同传输线路的设计规则

根据信号线所处印制版中的层叠位置可以将信号线分为微带线和带状线，其中微带线是指在PCB 的表层所走的线，有一层介质和它相临，信号传输速度较带状线要快，带状线在PCB 的内层，有两层介质相临，信号传输速度比微带线要慢，但是EMI，EMC 以及串扰等性能要好的多，所以建议高速信号都走成带状线。

根据信号线传输信号的方式最常见的有两种方式包括单端线和差分线。其中影响单端线传输性能的包括信号的反射和串扰。差分线虽然噪声免疫，但对阻抗控制，差分对间的线长要有严格的控制。下面分别对影响单端线和差分线性能的因素进行一下分析。

1．单端线反射的形成以及消除办法
我们知道如果源端的阻抗和终端的阻抗相匹配那么信号的功率将会是最大，如果终端和源端阻抗不匹配则将会引起信号的反射，部分信号还会辐射出去造成EMI 问题。

那么什么时候反射不用考虑，什么时候不得不考虑呢？如图所示，假设信号从源端由高电平变为低电平传输出去，信号传输延时为Tp，（有的文档将沿跳变时间<=四分之一Tp 做为把信号线看成微波中传输线的条件）如果2Tp 小于信号沿的跳边时间的话，反射因素就不用考虑，因为不会影响电平的判断，只会使沿的跳变不规则。相反的如果2Tp 大于信号沿跳变的时间，那么反射会在发射端形成振铃现象，会影响到电平的判断，所以要考虑影响。信号线在介质中的传输速度为：
公式2
公式2 为信号线为带状线时的传输公式。当信号线为微带线时，传输的介电常数的计算公式为：
公式3
如果信号线过长则反射因素就不得不考虑。解决的办法可以在线上串一个小欧姆阻值的电阻，还可以并一个小容值的电容，不过这种方法不太现实。图5 为串联电阻之前的波形，图6 为串联电阻之后的波形。

2．影响信号间串扰的因素及解决办法。
串扰是信号传输中常见的问题，有些说法只要控制间距是线宽的3 倍就可以了，也就是常说的3W 原则，这种说法只是说间距越大越好，但还是不够全面。

由上图可知除了和线间距D 有关，还和走线层和参考平面的高度H有关。D 越大越好，H 越小越好。随着PCB 的密度越来越高，有时候不能满足3W 原则，这就要根据系统的实际情况，看多大的串扰能够忍受，另外由于工艺的原因H 也不能太小，一般都不要小于5mil。

3．差分线阻抗匹配和走线应注意事项
现今LVDS 走线越来越流行，主要原因是因为它是采用一对线对一个信号进行传输，其中一根上传输正信号，另一根上传输相反的电平，在接收端相减，这样可以把走线上的共模噪声消除。另外就是因为它的低功耗，LVDS 一般都采用电流驱动，电压幅度才350mvpp。

当然它也有缺点就是需要2 倍宽度的走线数来传输数据。
差分线一般传输信号的速度都比较快，所以要进行严格的阻抗控制，一般都控制在100 欧姆。下图为一个差分传输模型，其中Z11和Z22 分别为两跟信号线的特性阻抗，K 为另外一跟线对自己的耦合系数。I 为线上的电流。

1 线上任意一点的电压为V1=Z11*i1+Z11*i1*K
2 线上任意一点的电压为 V2=Z22*i2+Z22*i2*K 因为Z11=Z22=Z0，
i1=-i2,所以V1 和V2 大小相等方向相反。所以差分阻抗为
Zdiff=2*Z0*（1-K）公式4
由公式4 可知差分阻抗不仅和单跟线的特性阻抗Z0 有关，还和耦合系数K 有关，所以调整线宽，间距，介电常数，电介质厚度，都会影响到差分阻抗。

另外差分线大多应用在源同步时钟系统当中，这就要求数据线和时钟线的长度要匹配，类外由差分线自身的特性要求一对之间的两跟线要匹配。下图上面的为等长的理想的差分线在接收端的情形。可以看到两跟线完全等延时，再相减之后不会出现误码。而下面的图为其中一跟线的延时比另一跟要长的情形，这样再相减误码很容易产生。

图11

图12
由于布线工具和器件本身以及工艺的原因很难做到没一对线和对与对之间的线都匹配，至于相差多少合适，并没有严格的公式，即使有也要具体情况具体分析，不可能都使用。根据以往的调试经验当信号工作在500MHZ~~800MHZ 之间时，对内相差80mil，对间和时钟相差+-250mil，不会出现问题。（仅做参考）。

四：电磁干扰的产生及避免措施

EMI 即电磁辐射是很常见的问题，主要减少电磁辐射的办法有以下几种方法：
a ：屏蔽。在比较敏感或高速的信号周围用地平面进行屏蔽，每格1000mil 打一个地孔。
b ：避免或减小信号的环路面积。由电磁场理论可知变化的电场产生变化的磁场，当开关频率很高的时候，会由环路向外辐射电磁能量，也容易接收外面的磁场，就象是一个天线，所以应该尽量避免。
c ：做好电源的滤波。滤波的器件主要包括磁珠和电容。磁珠类似带通滤波器，可以抑制高频，选择不同容值的电容可以针对不同频率的滤波起到旁路作用。

五：总结

随着PCB 密度，速度的提高，以及工艺方面的限制，信号完整性问题，以及电磁兼容问题会越来越突出，但只要我们依据一定的设计准则，通过一些仿真软件比如说Hyperlynx，还是可以把高速设计问题很好的解决。

电源完整性设计（4）电容退耦的两种解释

Thu, 18 Mar 2010 12:08:38 +0800

采用电容退耦是解决电源噪声问题的主要方法。这种方法对提高瞬态电流的响应速度，降低电源分配系统的阻抗都非常有效。

对于电容退耦，很多资料中都有涉及，但是阐述的角度不同。有些是从局部电荷存储（即储能）的角度来说明，有些是从电源分配系统的阻抗的角度来说明，还有些资料的说明更为混乱，一会提储能，一会提阻抗，因此很多人在看资料的时候感到有些迷惑。其实，这两种提法，本质上是相同的，只不过看待问题的视角不同而已。为了让大家有个清楚的认识，本文分别介绍一下这两种解释。

4.1 从储能的角度来说明电容退耦原理。
在制作电路板时，通常会在负载芯片周围放置很多电容，这些电容就起到电源退耦作用。其原理可用图1说明。

图1 去耦电路

当负载电流不变时，其电流由稳压电源部分提供，即图中的I0，方向如图所示。此时电容两端电压与负载两端电压一致，电流Ic为0，电容两端存储相当数量的电荷，其电荷数量和电容量有关。当负载瞬态电流发生变化时，由于负载芯片内部晶体管电平转换速度极快，必须在极短的时间内为负载芯片提供足够的电流。但是稳压电源无法很快响应负载电流的变化，因此，电流I0不会马上满足负载瞬态电流要求，因此负载芯片电压会降低。但是由于电容电压与负载电压相同，因此电容两端存在电压变化。对于电容来说电压变化必然产生电流，此时电容对负载放电，电流Ic不再为0，为负载芯片提供电流。根据电容等式：

（公式1）

只要电容量C足够大，只需很小的电压变化，电容就可以提供足够大的电流，满足负载瞬态电流的要求。这样就保证了负载芯片电压的变化在容许的范围内。这里，相当于电容预先存储了一部分电能，在负载需要的时候释放出来，即电容是储能元件。储能电容的存在使负载消耗的能量得到快速补充，因此保证了负载两端电压不至于有太大变化，此时电容担负的是局部电源的角色。

从储能的角度来理解电源退耦，非常直观易懂，但是对电路设计帮助不大。从阻抗的角度理解电容退耦，能让我们设计电路时有章可循。实际上，在决定电源分配系统的去耦电容量的时候，用的就是阻抗的概念。

4.2 从阻抗的角度来理解退耦原理。
将图1中的负载芯片拿掉，如图2所示。从AB两点向左看过去，稳压电源以及电容退耦系统一起，可以看成一个复合的电源系统。这个电源系统的特点是：不论AB两点间负载瞬态电流如何变化，都能保证AB两点间的电压保持稳定，即AB两点间电压变化很小。

图片2 电源部分

我们可以用一个等效电源模型表示上面这个复合的电源系统，如图3

图3 等效电源

对于这个电路可写出如下等式：

（公式2）

我们的最终设计目标是，不论AB两点间负载瞬态电流如何变化，都要保持AB两点间电压变化范围很小，根据公式2，这个要求等效于电源系统的阻抗Z要足够低。在图2中，我们是通过去耦电容来达到这一要求的，因此从等效的角度出发，可以说去耦电容降低了电源系统的阻抗。另一方面，从电路原理的角度来说，可得到同样结论。电容对于交流信号呈现低阻抗特性，因此加入电容，实际上也确实降低了电源系统的交流阻抗。

从阻抗的角度理解电容退耦，可以给我们设计电源分配系统带来极大的方便。实际上，电源分配系统设计的最根本的原则就是使阻抗最小。最有效的设计方法就是在这个原则指导下产生的。

电源完整性设计（5）实际电容的特性

Thu, 18 Mar 2010 17:46:16 +0800

正确使用电容进行电源退耦，必须了解实际电容的频率特性。理想电容器在实际中是不存在的，这就是为什么经常听到“电容不仅仅是电容”的原因。

实际的电容器总会存在一些寄生参数，这些寄生参数在低频时表现不明显，但是高频情况下，其重要性可能会超过容值本身。图4是实际电容器的SPICE模型，图中，ESR代表等效串联电阻，ESL代表等效串联电感或寄生电感，C为理想电容。

                                         图4 电容模型

等效串联电感（寄生电感）无法消除，只要存在引线，就会有寄生电感。这从磁场能量变化的角度可以很容易理解，电流发生变化时，磁场能量发生变化，但是不可能发生能量跃变，表现出电感特性。寄生电感会延缓电容电流的变化，电感越大，电容充放电阻抗就越大，反应时间就越长。等效串联电阻也不可消除的，很简单，因为制作电容的材料不是超导体。

讨论实际电容特性之前，首先介绍谐振的概念。对于图4的电容模型，其复阻抗为：

                              （公式3）

当频率很低时，远小于，整个电容器表现为电容性，当频率很高时，大于，

电容器此时表现为电感性，因此“高频时电容不再是电容”，而呈现为电感。当时，，此时容性阻抗矢量与感性阻抗之差为0，电容的总阻抗最小，表现为纯电阻特性。该频率点就是电容的自谐振频率。自谐振频率点是区分电容是容性还是感性的分界点，高于谐振频率时，“电容不再是电容”，因此退耦作用将下降。因此，实际电容器都有一定的工作频率范围，只有在其工作频率范围内，电容才具有很好的退耦作用，使用电容进行电源退耦时要特别关注这一点。寄生电感（等效串联电感）是电容器在高于自谐振频率点之后退耦功能被消弱的根本原因。图5显示了一个实际的0805封装0.1uF陶瓷电容，其阻抗随频率变化的曲线。

图5 电容阻抗特性

电容的自谐振频率值和它的电容值及等效串联电感值有关，使用时可查看器件手册，了解该项参数，确定电容的有效频率范围。下面列出了AVX生产的陶瓷电容不同封装的各项参数值。

封装      ESL（nH）    ESR（欧姆）

0402      0.4           0.06

0603      0.5           0.098

0805      0.6           0.079

1206      1             0.12

1210      0.9           0.12

1812      1.4           0.203

2220      1.6           0.285

电容的等效串联电感和生产工艺和封装尺寸有关，同一个厂家的同种封装尺寸的电容，其等效串联电感基本相同。通常小封装的电容等效串联电感更低，宽体封装的电容比窄体封装的电容有更低的等效串联电感。

既然电容可以看成RLC串联电路，因此也会存在品质因数，即Q值，这也是在使用电容时的一个重要参数。

电路在谐振时容抗等于感抗，所以电容和电感上两端的电压有效值必然相等，电容上的电压有效值UC=I*1/ωC=U/ωCR=QU，品质因数Q=1/ωCR，这里I是电路的总电流。电感上的电压有效值UL=ωLI=ωL*U/R=QU，品质因数Q=ωL/R。因为：UC=UL 所以Q=1/ωCR=ωL/R。电容上的电压与外加信号电压U之比UC/U=（I*1/ωC）/RI=1/ωCR=Q。电感上的电压与外加信号电压U之比UL/U=ωLI/RI=ωL/R=Q。从上面分析可见，电路的品质因数越高，电感或电容上的电压比外加电压越高。

图6  Q值的影响

Q值影响电路的频率选择性。当电路处于谐振频率时，有最大的电流，偏离谐振频率时总电流减小。我们用I/I0表示通过电容的电流与谐振电流的比值，即相对变化率。表示频率偏离谐振频率程度。图6显示了I/I0与关系曲线。这里有三条曲线，对应三个不同的Q值，其中有Q1>Q2>Q3。从图中可看出当外加信号频率ω偏离电路的谐振频率ω0时，I/I0均小于1。Q值越高在一定的频偏下电流下降得越快，其谐振曲线越尖锐。也就是说电路的选择性是由电路的品质因素Q所决定的，Q值越高选择性越好。

在电路板上会放置一些大的电容，通常是坦电容或电解电容。这类电容有很低的ESL，但是ESR很高，因此Q值很低，具有很宽的有效频率范围，非常适合板级电源滤波。

电源完整性设计（6）电容的安装谐振频率

Fri, 19 Mar 2010 13:27:27 +0800

电容的安装谐振频率
上一节介绍的是电容自身的参数，当电容安装到电路板上后，还会引入额外的寄生参数，从而引起谐振频率的偏移。充分理解电容的自谐振频率和安装谐振频率非常重要，在计算系统参数时，实际使用的是安装谐振频率，而不是自谐振频率，因为我们关注的是电容安装到电路板上之后的表现。

电容在电路板上的安装通常包括一小段从焊盘拉出的引出线，两个或更多的过孔。我们知道，不论引线还是过孔都存在寄生电感。寄生电感是我们主要关注的重要参数，因为它对电容的特性影响最大。电容安装后，可以对其周围一小片区域有效去耦，这涉及到去耦半径问题，本文后面还要详细讲述。现在我们考察这样一种情况，电容要对距离它2厘米处的一点去耦，这时寄生电感包括哪几部分。首先，电容自身存在寄生电感。从电容到达需要去耦区域的路径上包括焊盘、一小段引出线、过孔、2厘米长的电源及地平面，这几个部分都存在寄生电感。相比较而言，过孔的寄生电感较大。可以用公式近似计算一个过孔的寄生电感有多大。公式为

其中：L是过孔的寄生电感，单位是nH。h为过孔的长度，和板厚有关，单位是英寸。d为过孔的直径，单位是英寸。下面就计算一个常见的过孔的寄生电感，看看有多大，以便有一个感性认识。设过孔的长度为63mil（对应电路板的厚度1.6毫米，这一厚度的电路板很常见），过孔直径8mil，根据上面公式得：

这一寄生电感比很多小封装电容自身的寄生电感要大，必须考虑它的影响。过孔的直径越大，寄生电感越小。过孔长度越长，电感越大。下面我们就以一个0805封装0.01uF电容为例，计算安装前后谐振频率的变化。参数如下：容值：C=0.01uF。电容自身等效串联电感：ESL=0.6 nH。安装后增加的寄生电感：Lmount=1.5nH。

电容的自谐振频率：

安装后的总寄生电感：0.6+1.5=2.1nH。注意，实际上安装一个电容至少要两个过孔，寄生电感是串联的，如果只用两个过孔，则过孔引入的寄生电感就有3nH。但是在电容的每一端都并联几个过孔，可以有效减小总的寄生电感量，这和安装方法有关。

安装后的谐振频率为：

可见，安装后电容的谐振频率发生了很大的偏移，使得小电容的高频去耦特性被消弱。在进行电路参数设计时，应以这个安装后的谐振频率计算，因为这才是电容在电路板上的实际表现。

安装电感对电容的去耦特性产生很大影响，应尽量减小。实际上，如何最大程度的减小安装后的寄生电感，是一个非常重要的问题，本文后面还要专门讨论。

电源完整性设计（7）局部去耦设计方法

Fri, 19 Mar 2010 13:40:58 +0800

局部去耦设计方法
我们从一个典型逻辑电路入手，讨论局部退耦设计方法。图7是典型的非门（NOT GATE）电路。当输入（Input）低电平时，Q1打开，拉低Q2的基极，因此Q4的基极被拉低，Q3打开，输出（Output）高电平。

图7 非门内部逻辑

实际电路设计中，器件之间相互连接构成完整系统，因此器件之间必然存在相互影响。作为例子，我们级联两个非门，如图8所示，看看两个器件之间怎样相互影响。理想的情况应该是：第一个非门输入逻辑低电平（逻辑0），其输出为高电平，第二个非门输入为第一个的输出，也为高电平，因此第二个非门输出低电平。

为保证逻辑电路能正常工作，表征电路逻辑状态的电平值必须落在一定范围内。比如对于3.3V逻辑，高电平大于2V为逻辑1，低电平小于0.8V为逻辑0。当逻辑门电路的输入电平处于上述范围内时，电路能保证对输入逻辑状态的正确判断。当电平值处于0.8V到2V之间时，则不能保证对输入逻辑状态的正确判断，对于本例的非门来说，其输出可能是逻辑0，也可能是逻辑1，或者处于不定态。因此输入电平超出规定范围时，可能发生逻辑错误。

逻辑电路在设计时采用了很多技术来保证器件本身不会发生这样的错误。但是，当器件安装到电路板上，板级系统的其他因素仍可能导致类似错误的发生。图8中级联的两个非门共用电源端Vcc和接地端GND。Vcc到每个非门供电引脚间都会存在寄生电感，每个非门的地引脚到GND之间也同样存在寄生电感。在实际板级电路中设计中，寄生电感不可避免，电源平面、地平面、过孔、焊盘、连接焊盘的引出线都会引入额外的寄生电感。图8已经画出了电源端和地端的寄生电感。当第一个非门输入高电平，其输出低电平。此时将会形成图中虚线所示的电流通路，第一个非门接地处寄生电感上的电压为：V=L*di/dt。这里i为逻辑转换过程形成的瞬态电流。如果电路转换过程非常快（高速器件内部晶体管转换时间已经降到了皮秒级），di/dt将是个很大的值，即使很小的寄生电感L也会在电感两端感应出很大的电压V。对于一些大规模逻辑芯片，接地引脚是内部非常多的晶体管共用的，这些晶体管同时开关的话，将产生很大的瞬态电流，再加上极快的转换时间，寄生电感上的感应电压更大。此时第一个非门的输出信号电平为：非门本身低电平电压+寄生电感上的电压。如果这一值接近2V，可能会被第二个非门判断为逻辑1，从而发生逻辑错误。

图8 级联的非门

寄生电感可能引起电路逻辑错误，那么如何解决这一问题？

图9展示了一种解决方法。把电容紧邻器件放置，跨接在电源引脚和地引脚之间。正常时，电容充电，存储一部分电荷。当非门发生翻转瞬间，电容放电，形成瞬间的浪涌电流，方向如图9中虚线所示。这样电路转换所需的瞬态电流不必再由VCC提供，电容相当于局部小电源。因此电源端和地端的寄生电感被旁路掉了，寄生电感在这一瞬间没有电流流过，因而也不存在感应电压，这就保证了第一个非门输出信号的逻辑电平值的正确性。

图9 局部去耦

所需电容可能不是一个，通常是两个或多个电容并联放置，减小电容本身的串联电感，进而减小电容充放电回路的阻抗。电容的摆放、安装距离、安装方法、电容选择等问题，本文后面会详细介绍。

很多芯片制造商在参考设计中给出的都是这种局部去耦方式，但并不是说这种方式就是最优的。芯片商关心的是如何提高他所提供的特定器件的性能，也就是说，着眼点在器件本身，并没有从整个电路系统的角度来处理电源去耦的问题。有时你会发现，对每一个的电源和地引脚都单独去耦是不现实的，可能是空间限制，放不下如此多的电容，也可能是成本限制。因此对于板级集成的工程师来说，除了要熟悉局部去耦的方法外，还要深入研究如何从整个电源分配系统的角度进行电源去耦设计。